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Fakharian, Mohammad Alibakhshikenari, … Raed Abd-AlhameedSana Ullah, Woon-Hong Yeo, … Hyoungsuk YooAlireza Golestanifar, Gholamreza Karimi & Ali LalbakhshZhang Chao, Zhao Zitong, … Li GaoshengFarzana Arshad, Ashfaq Ahmad, … Dong-you ChoiVikrant Kaim, Binod Kumar Kanaujia, … Karumudi RambabuShuvashis Dey & Nemai Chandra KarmakarEduarda Froes, Paulo F. Silva Junior, … Mauro SS PintoScientific Reports Band 12, Artikelnummer: 7584 (2022 ) Diesen Artikel zitierenEine Miniatur-Planarantenne ist ein wesentlicher Bestandteil jedes tragbaren drahtlosen Kommunikationsgeräts.Die Antenne in tragbaren Geräten sollte breite/mehrere Betriebsbänder bereitstellen, um eine gute Anzahl von Schmalbanddiensten abzudecken, da eine Mehrbandantenne nicht nur die Anzahl der Antennen reduziert, sondern auch die Systemkomplexität, Kosten und Gerätegröße verringert.Für den Betrieb über S-, C-, WiMAX-, WLAN-, UWB- und X-Kommunikationsbänder wird in diesem Dokument eine Dualband-CPW-gespeiste Antenne vorgestellt.Die erwartete Antenne besteht aus einem vertikalen Patch in Form einer Schleife und zwei asymmetrischen Masseebenen und ist auf derselben Seite des einseitigen Standardsubstratmaterials geätzt.Um zwei unterschiedliche Betriebsbänder zu erzeugen, wird ein invertiertes L-förmiges parasitäres Element in die modifizierte U-förmige koplanare Masseebene eingefügt.Die Antenne erreichte zwei Betriebsbänder von 3,24–8,29 GHz und 9,12–11,25 GHz bei der Messung, was der vorgeschlagenen Antenne hilft, S-, C-, WiMAX, WLAN, 4G LTE, 5G Sub-6 GHz, UWB und X-Kommunikation abzudecken Bands.In den zwei Betriebsbändern realisierte die Antenne einen Spitzengewinn von 4,33 dBi und 4,80 dBi, die maximale Strahlungseffizienz von 86,6 % und 72,6 % und zeigt symmetrische Strahlungsmuster.In den Betriebsbändern zeigt die Antenne auch ein gutes Zeitbereichsverhalten, was ihr hilft, das Signal mit minimaler Verzerrung zu übertragen.Da sich moderne drahtlose Kommunikationsgeräte in Richtung ultrakleiner Größen bewegen, ist die Miniaturisierung von Antennen unverzichtbar.Das Design kleiner Breitband-/Mehrbandantennen für tragbare Kommunikationsgeräte ist sehr schwierig, da es Anforderungen an eine breite Bandbreite, ein symmetrisches Strahlungsmuster, eine stabile Verstärkung, eine kompakte Größe, ein geringes Gewicht und eine einfache Herstellung erfüllen muss.In letzter Zeit wurde der Suche nach Antennen zur Abdeckung mehrerer Frequenzbänder wie S-Band (2–4 GHz), WiMAX (3,3–3,8 GHz), 5G-Mittelbänder (3,3–3,8 GHz, 4,4–4,9 GHz), C-Band (4–8 GHz), WLAN (5,15–5,825 GHz), UWB (3,1–10,6 GHz), X-Band (8–12 GHz) aufgrund der zahlreichen Betriebsanforderungen von Kommunikationsgeräten1,2,3,4 ,5.Eine Schmalband-Mikrostreifen-Patchantenne kann in eine Mehrbandantenne umgeschaltet werden, indem an geeigneten Positionen ein Schlitz/Schlitz in der Patch-/Masseebene hinzugefügt wird.Die Größe, Form und Platzierung dieses Schlitzes/Schlitzes spielen eine bedeutende Rolle bei den Resonanzen und dem Stoppband.Wenn die Schlitz-/Schlitzlänge an einer geeigneten Stelle in der Patch-/Masseebene entweder eine Viertelwellenlänge oder eine halbe Wellenlänge beträgt, erregt sie die höheren Moden nahe der Grundmode, was dazu beiträgt, mehrere Betriebsbänder zu erreichen6.Für Breitband-/Mehrbandanwendungen wurden bereits mehrere Mikrostreifenleitungs- und CPW-gespeiste Antennen gemeldet.Um einen Mehrbandbetrieb zu erreichen, verwenden sie entweder Schlitze in der Patch-/Masseebene oder parasitäre Schlitze7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17,18,19,20,21 ,22,23,24,25,26,27.Im Gegensatz zu leitungsgespeisten Microstrip-Antennen nehmen CPW-gespeiste Antennen fast alle Bereiche rund um das Patch ein.Bei einer CPW-gespeisten Antenne sind sowohl Patch als auch Groundplane auf einer Seite des Substrats ausgelegt.Aufgrund der Existenz des Hauptstrahlers und der Bodennähe ist die CPW-Speisung sehr vorteilhaft für die Herstellung von Antennen.CPW-gespeiste Antennen sind Eigenschaften mit einem größeren Betriebsband, geringerer Streuung und geringer Strahlungsleckage.Außerdem vereinfacht es die Konstruktion, ermöglicht eine einfache Shunt- und Serien-Oberflächenbefestigung zusätzlicher Schaltungskomponenten und eliminiert die Notwendigkeit von Rundum- und Durchgangslöchern28.Zum Beispiel in Ref.9 wird eine CPW-gespeiste Tri-Band-Antenne in Form einer Fliege gemeldet.Durch das Implantieren von drei Schlitzen in den Bow-Tie-Patch erreichte dieses Design dreifache Betriebsbänder von 2,4 bis 2,7 GHz, 3,4 bis 3,7 GHz und 5,2 bis 5,8 GHz.Es hat jedoch eine große Größe von 100 × 60 mm2.In Ref.10 wird eine 52 × 64,5 mm2 große Patchantenne mit EBG-Struktur für S-, C- und X-Bänder vorgestellt.Ein Paar II-förmiger parasitärer Schlitze wird für die Anregung der 2. und 3. Mode verwendet, was der Antenne hilft, Dreifachbänder zu erreichen, die bei 3,79 GHz, 7,5 GHz und 11,8 GHz zentriert sind.Für WiMAX und WLAN wird eine Triband-CPW-gespeiste Antenne in Ref.11. Dieser Footprint verwendet Schlitze in Form eines umgekehrten L, Dipolschlitze, Paare von Schlitzstummeln und parasitäre Schlitze, um untere, mittlere und obere Betriebsbänder zu erreichen.Mit einer Abmessung von 30 × 65 mm2 erreichte er dreifache Arbeitsbänder von 2,375–2,525 GHz, 3,075–3,8 GHz und 5,0–6,9 GHz.In Ref.-Nr.12 wird über eine von Metamaterialien inspirierte Triband-Antenne berichtet.Die entworfene Antenne verwendet einen rechteckigen komplementären Split-Ring-Resonator und eine mäandrierte Streifenleitung, um einen Mehrbandbetrieb zu erreichen.Mit einer Abmessung von 40 mm × 45 mm erreichte es dreifache Arbeitsbänder von 2,02 bis 2,14 GHz, 4,26 bis 4,28 GHz und 5,45 bis 5,56 GHz.Eine strahlende Patch-Antenne mit einem L-förmigen Schlitz wird in Lit.13. Ein rechteckiger Schlitz und zwei C-förmige Schlitze wurden in der Nähe der Speiseleitung und der defekten Masseebene eingefügt, um den gewünschten Mehrbandbetrieb zu erhalten.In Ref.-Nr.14 wird eine Mehrband-Schlitzantenne für LTE-, ITU- und X-Band-Kommunikationsanwendungen erwartet.Mit einer Abmessung von 40 mm × 40 mm erreichte die entworfene Antenne dreifache Arbeitsbänder von 2,20–2,50 GHz, 4,00–4,20 GHz und 6,70–8,10 GHz.In Ref.-Nr.15 wird eine Dreibandantenne berichtet.Die untersuchte Antenne besteht aus einem L-förmigen Patch und einer Masse mit einem H-förmigen Schlitz und kann in den Bändern 2,30–2,75 GHz, 3,19–3,82 GHz und 5,06–6,15 GHz betrieben werden.Für WiMAX- und WLAN-Anwendungen, in Ref.In 16 ist eine Breitschlitzantenne dargestellt.Es enthält einen gabelförmigen Patch und einen breiten Schlitz mit einem parasitären Schlitz, um dreifache Betriebsbänder zu realisieren.Eine CPW-gespeiste Antenne wird in Lit.17. Durch Ätzen von zwei Schlitzen und einem Split-Ring-Resonator auf dem Boden erreichte die Antenne dreifache Betriebsbänder von 2,28–2,56 GHz, 3,29–4,21 GHz und 5,05–5,91 GHz.In Ref.-Nr.18 wird eine Antenne für WLAN- und WiMAX-Anwendungen gemeldet.Der Footprint besteht aus einem vierseitigen Ring, zwei F-förmigen Stichleitungen und einem rechteckigen Patch und erreicht drei Arbeitsbänder von 2,35–2,59 GHz, 3,31–3,93 GHz und 5,07–6,35 GHz.Laut Ref.19 wurde eine 30 × 26 mm2 große Antenne für WLAN- und WiMAX-Bänder entwickelt.Die Antenne besteht aus einem Paar metallischer Schleifen oben und einem quadratischen parasitären Ring unten und deckt Dreifachbänder von 2,33–2,55 GHz, 3,00–3,88 GHz und 5,15–5,90 GHz ab.In Ref.-Nr.20 wird eine Triband-Antenne für WiMAX und WLAN gemeldet.Die entworfene Antenne verwendet einen U-förmigen Patch auf der Vorderseite und ein parasitäres Element auf der Rückseite, um drei Arbeitsbänder zu erreichen.Eine Dreiband-Multi-Stubs-belastete Antenne wird in Lit.21. Das untersuchte Design umfasst zwei L-förmige Stichleitungen mit einer Viertelwellenlänge und eine T-förmige Stichleitung und kann in den Bändern 2,50–2,71 GHz, 3,37–3,63 GHz und 5,20–5,85 GHz arbeiten.In Ref.-Nr.22 wird eine Dualband-Antenne gemeldet.Der Schlitz in diesem Design hat eine Cantor-Quadrat-Fraktal-Geometrie und erreichte zwei unterschiedliche Bänder von 2,35–3,61 GHz und 5,15–6,25 GHz.Aber es besitzt eine große physikalische Größe von 50 × 50 mm2 und deckt C- und X-Bänder nicht ab.Eine ringförmige Koch-Schneeflocken-Fraktalantenne mit zwei Bändern wird in Lit.23. Mit einer Abmessung von 40 mm × 40 mm realisierte die entworfene Antenne duale Betriebsbänder von 2,24–2,93 GHz und 4,48–5,54 GHz.Es funktioniert jedoch nicht über die WiMAX- und X-Bänder.In Ref.-Nr.In 24 wird eine UWB-Antenne für die drahtlose Kapselendoskopie beschrieben.Die entworfene Antenne enthält einen kreisförmigen Patch mit einem kreuzförmigen Schlitz und einer defekten Masseebene und realisierte duale Betriebsbänder von 5,71–6,28 GHz und 8,13–8,58 GHz.In Ref.-Nr.25 wird eine Triband-Antenne für WLAN- und WiMAX-Anwendungen gemeldet.Mit einer Gesamtgröße von 33 × 17 × 1,6 mm3 realisierte die untersuchte Antenne Dreifachbänder von 2,47–2,77 GHz, 3,3–3,7 GHz und 5,10–6,62 GHz.Es arbeitet jedoch nicht über das X-Band.Unter Verwendung einer Resonator-Speiseleitung mit abgestufter Impedanz, in Ref.28 wird eine UWB-Antenne mit verbesserter Bandkantenselektivität vorgeschlagen.Mit einer Gesamtgröße von 24 × 12 mm erreichte die entworfene Antenne ein einzelnes Betriebsband von 3,1 bis 11 GHz.Allerdings ist die Konstruktion relativ aufwendig.In Lit. 29 wird über eine UWB-Antenne für die Mikrowellenbildgebung berichtet.Mehrere Schlitze werden im Patch und in der Masseebene hinzugefügt, um die Antennenleistung zu verbessern, und die entworfene Antenne erreichte ein einzelnes Betriebsband mit einer Bandbreite von 7 GHz.Die erreichte Impedanz funktioniert jedoch nicht über das S-Band, WiMAX und einige der 5G-Sub-6-GHz-Bänder.Eine leitungsgespeiste UWB-Antenne mit einem einzelnen Kerbband für WLAN wird in Ref. 30 vorgestellt.Die in der Grundplatte hinzugefügten H-förmigen Schlitze kerben das 4,85–6,17-GHz-Band ein, und die Antenne konnte das WLAN und das obere 5G-Sub-6-GHz-Band nicht abdecken.Trotz des Erreichens des Dual/Triple-Arbeitsbands deckt keine dieser gemeldeten Antennen das X-Band (8–12 GHz) ab, sogar viele von ihnen decken WiMAX, WLAN und C-Bänder nicht ab.Darüber hinaus besitzen einige von ihnen eine große volumetrische Größe und einen komplexen Fußabdruck.Es ist daher notwendig, eine Antenne einzuführen, die über S-Band, WiMAX, 5G-Mittelbänder, C-Band, WLAN, UWB und X-Bänder arbeiten kann.Dieser Artikel stellt eine CPW-gespeiste Antenne für Multiband-Kommunikationsanwendungen vor.Die vorgestellte Antenne besteht aus einem CPW-gespeisten Strahler und zwei koplanaren asymmetrischen Masseebenen.Die koplanare Masseebene hat ein invertiertes L-förmiges parasitäres Element eingeführt, um den notwendigen Zweibandbetrieb bereitzustellen.Die Strahlung von den Masseebenen ermöglicht es der Antenne, im dualen Breitbandmodus mit einer sehr kompakten Größe zu arbeiten.Die Auswirkung verschiedener Parameter auf die Impedanzbandbreite wird unter Verwendung von Oberflächenstrom untersucht und in Verbindung mit einer unterstützenden parametrischen Analyse analysiert.Ein Prototyp mit optimierten Parametern wird hergestellt, und die gemessenen Ergebnisse zeigen, dass er in den Bändern 3,24–8,29 GHz und 9,12–11,25 GHz arbeiten kann.Der Footprint der untersuchten Antenne ist in Abb. 1 dargestellt. Die erwartete Antenne besteht aus einem vertikalen Patch und zwei asymmetrischen Grounds.Das Patch und zwei asymmetrische Masseflächen sind auf derselben Seite aus einem kostengünstigen FR4-Material mit einem dielektrischen Konsonanten (εr) von 4,6 und einer Dicke (h) von 1,6 mm ausgeführt, während die andere Seite ohne Materialisierung von Kupfer ist.Zur Speisung der Antenne wird eine CPW-Streifenleitung der Breite S und Länge H verwendet.Die Trennung zwischen Patch- und Masseebene ist d.Schematische Darstellung der vorgeschlagenen CPW-gespeisten Antenne.Um die Breitbandanpassung zu erreichen, kann die charakteristische Impedanz der Speiseleitung berechnet werden durch31wobei εe die effektive Dielektrizitätskonstante des Substrats ist und \(K\left({k}_{0}\right)\) , \(K\left({k}_{0}^{^{\prime}) }\right)\) , \(K\left({k}_{1}\right)\) , \(K\left({k}_{1}^{^{\prime}}\right) \) sind die Beträge der vollständigen elliptischen Integrale und können mit berechnet werden31In den obigen Gleichungen sind ε und h die relative Permittivität und Dicke des Substrats.Die Breite S und der Spalt d des vorgeschlagenen können anhand der obigen Formeln berechnet werden.Die Breite W des Strahlers, die sich geringfügig auf die Resonanz auswirkt, kann mit 32 ermittelt werdenwobei c die Lichtgeschwindigkeit und εr die relative Permittivität ist.Da sich der Strahler auf dem Substrat befindet, beträgt die effektive Dielektrizitätskonstante des Substrats 32Die Länge L des Strahlers spielt eine entscheidende Rolle bei der Erzeugung der Resonanzen und kann mit berechnet werden32wobei \(\Delta L\) die Längenausdehnung aufgrund des Randfeldes ist und mit32 berechnet werden kannDie wirksame Länge des Strahlers beträgt dann 32Um das gewünschte Betriebsband zu erreichen, wird ein umgekehrt L-förmiger Boden auf der rechten Seite des Pflasters positioniert.Der L-förmige Boden besteht aus überlappenden horizontalen und vertikalen Abschnitten mit den Größen W4 × L4 bzw. t1 × (L6 + L4).Die Fläche des überlappten Abschnitts ist t1 × L4.Auf der linken Seite wird ein modifizierter umgekehrter U-förmiger Boden platziert.Die modifizierte umgekehrt U-förmige Ebene umfasste vier Teile mit den Flächen W3 × L3, t1 × L1, W1 × t1 und t1 × L5.Im Gegensatz zu der in Lit. 33 beschriebenen Antenne ist bei diesem Design ein umgekehrt L-förmiges parasitäres Element mit einer Fläche von (t2 × L2 + W2 × t3) innerhalb des umgekehrt U-förmigen Bodens platziert.Dieses parasitäre Element und das untere Ende des Patches helfen der Antenne, das höhere X-Band zu erreichen.Das abstrahlende Hauptelement der vorgestellten Antenne ist ein vertikaler, schleifenförmiger Patch.Die Gesamtlänge des Patches ist Lf1.Die Länge des verjüngten Abschnitts ist Lf2, und die Länge des oberen Abschnitts ist (Lf1 – Lf2).Das untere Ende des verjüngten Abschnitts ist mit dem oberen Ende der CPW-Streifenleitung der Länge H verbunden. Um die Leistungen der vorgestellten Antenne hinsichtlich des Erreichens der dualen Betriebsbänder zu untersuchen, wird der IE3D-Simulator für die notwendige numerische Analyse verwendet.Die detaillierten Abmessungen der erwarteten Antenne sind in Abb. 1 dargestellt, und die endgültigen Abmessungsparameter sind in Tabelle 1 aufgeführt.Das Ersatzschaltbild der untersuchten Antenne ist eine Kombination aus Kapazität, Induktivität und Widerstand, und ihre Werte sind in Lit. 34 angegebenwobei ω = 2πf und Q der Qualitätsfaktor mit einem Wert von istmit fr als Resonanzfrequenz.Die Eingangsimpedanz der entworfenen Antenne ist daherDaher können die Werte des Reflexionskoeffizienten und der Rückflussdämpfung mit 31 bewertet werdenNach dem Extrahieren und Berechnen der Parameter aus der Simulation wird ein konzentriertes Ersatzschaltbildmodell der erwarteten Antenne konstruiert und in Fig. 2a dargestellt.Zusätzlich wird dieses Layout durch eine schaltungstheoretische Analyse unter Verwendung eines fortschrittlichen Designsystems (ADS) verifiziert.Die Rückflussdämpfungskurven des theoretischen und des konzentrierten Schaltungsmodells sind in Fig. 2b dargestellt.Trotz der leichten Diskrepanz zwischen theoretischen und pauschalierten Modellrückflussverlusten ist es offensichtlich, dass die entworfene Antenne duale Betriebsbänder realisiert und für S-, C-, WiMAX-, WLAN-, UWB- und X-Band-Anwendungen geeignet ist.(a) Konzentriertes Ersatzschaltungsmodell und (b) theoretische und Schaltungsmodell-Rückflussdämpfungskurven der Antenne.Um den Betriebsablauf und die Wirkung verschiedener Teile zu kennen, zeigt Abb. 3 die Entwicklung der erwarteten Antenne.Abbildung 4 zeigt die Rückflussdämpfungen und Eingangsimpedanzen für verschiedene Entwicklungsphasen.Im Entwicklungsverfahren umfasst das anfängliche Design Ant#1 eine L-förmige und eine invertierte L-förmige Grundebene und ein CPW-Streifenleitungs-gespeistes Fliege-förmiges Patch.Um Ant#2 zu bilden, wird ein Abschnitt PQR, bestehend aus zwei rechteckigen Stäben mit den Flächen W1 × t1 und t1 × L5, im oberen Teil der L-förmigen Grundebene eingebaut, die sich wiederum in eine modifizierte umgekehrte U-Form umwandelt Boden.In Ant#3 wird ein umgekehrtes L-förmiges parasitäres Flächenelement (t2 × L2 + W2 × t3) innerhalb des U-förmigen Bodens platziert.Schließlich wird die erwartete Antenne gebildet, indem zwei dreieckige Abschnitte am linken und rechten unteren Ende des Patches hinzugefügt werden, wie in Abb. 3 dargestellt.Designentwicklung der vorgeschlagenen Antenne.(a) Rückflussdämpfungskurven und (b) Eingangsimpedanzen für die verschiedenen Evolutionsstufen.Die in Abb. 4a dargestellte Rückflussdämpfungskurve zeigt, dass Ant#1 über ein Frequenzband von 4,94–8,81 GHz arbeiten kann, wo die Impedanz sehr nahe bei 50 Ω liegt.Das Hinzufügen des leitenden Abschnitts PQR zur L-förmigen Masse von Ant#1 erhöht die induktive Wirkung der Antenne.Dieser verstärkte induktive Effekt aufgrund eines verlängerten Strompfads führte drei zusätzliche Resonanzen bei etwa 3,39 GHz, 3,81 GHz und 8,37 GHz ein und half Ant#2 dabei, ein Arbeitsband von 3,24–8,60 GHz zu zeigen.Wie in Fig. 4b gezeigt, ist die Eingangsimpedanz dieses Bands besser als Ant#1.Wenn das parasitäre Element innerhalb des modifizierten U-förmigen Bodens positioniert wird, um Ant#3 (Abb. 3) zu bilden, werden ein Sperrband im Bereich von 7,84 bis 8,14 GHz und zwei separate Arbeitsbänder von 3,24–7,84 GHz und 8,14–8,69 GHz erzeugt sind wie in Fig. 4a gezeigt ausgestellt.Dies ist auf den zusätzlichen kapazitiven Effekt zwischen dem parasitären Element und der Erde in Form eines umgekehrten U zurückzuführen.Wenn zwei dreieckige Abschnitte am linken und rechten unteren Ende des Patches hinzugefügt werden, um sechseckig auszusehen, werden die induktiven und die kapazitiven Effekte weiter erhöht.Die erhöhten induktiven und kapazitiven Effekte verbreitern das Sperrband und verschieben die höhere Resonanz in die Nähe des oberen Bands, wie in Fig. 4a dargestellt.Die endgültig erwartete Antenne weist zwei unterschiedliche Betriebsbänder von 3,248–8,31 GHz und 9,11–11,19 GHz auf.In den beiden Bändern ist die Impedanzanpassung viel besser und beträgt nahezu 50 Ω.Die Oberflächenstromverteilung auf der Antenne bei vier Resonanzfrequenzen von 3,375 GHz, 5,90 GHz, 7,98 GHz und 10,1 GHz sind in 5 dargestellt. In der Figur zeigten LP1, LP2, LP3 und LP4 vier Stromlinien.In Fig. 5 zeigen die Pfeilzeichen die Stromrichtung, die rote Farbe zeigt die Spitzenstromdichte an und die blaue Farbe zeigt eine Null an.Die effektive Länge des Strompfades wird analytisch ausgewertet und direkt aus dem CST-Simulator erzeugt.Zur Berechnung der aktuellen Stromlinienlängen werden die Zahlenwerte der geometrischen Parameter der Tabelle 1 verwendet.Bei der Grundresonanzmode von 3,375 GHz, wie in Fig. 5a dargestellt, ist der Strom um den inneren Rand des umgekehrten L-förmigen Bodens deutlich größer als andere Teile der Antenne.Die erste Stromlinienlänge LP1 entspricht der ersten ResonanzfrequenzStromverteilungen bei (a) 3,375, (b) 5,90, (c) 7,98 und (d) 10,1 GHz.Diese Strompfadlänge ist geringfügig länger als die entsprechende Viertelwellenlänge.Wie in Fig. 5b gezeigt, werden bei der ersten erregten Mode von 5,9 GHz maximale Ströme im Abschnitt CD der umgekehrt U-förmigen Masse konzertiert.Die zweite Stromlinienlänge LP2 entspricht dieser Resonanzfrequenzwas ebenfalls ein Viertel der Wellenlänge ist.Bei 7,98 GHz, wie in Fig. 5c, ist die zweite angeregte Resonanz hauptsächlich auf den stärksten Stromfluss im parasitären Element zurückzuführen.Hier ist die dritte Stromlinienlänge LP3was wiederum eine Viertelwellenlänge der entsprechenden Wellenlänge ist.Wie in Abb. 5d gezeigt, ist bei f = 10,1 GHz die vierte Resonanz im Wesentlichen auf das Monopolverhalten des vertikalen Strahlers zurückzuführen.Die Stromlinienlänge LP4 für diese Resonanz beträgtund ist etwas kürzer als die Hälfte der Wellenlänge.Aus der Stromverteilung geht klar hervor, dass im ersten Arbeitsband von 3,248 bis 8,31 GHz drei dominante Stromlinien beobachtet wurden und im zweiten Arbeitsband eine dominante Stromlinie entdeckt wurde, die den vierten Resonanzmodus erzeugt.Es ist auch erwähnenswert, dass die aktuelle Stromlinie fast ein Viertel/die Hälfte der Wellenlänge bei entsprechenden Frequenzen in den Resonanzen beträgt.Die kleine Verschiebung von der Viertel-/Halbwellenlänge ist hauptsächlich auf den zusätzlichen Belastungseffekt von den nicht resonanten Teilen der Antenne zurückzuführen.Es wurde eine parametrische Studie durchgeführt, um den Einfluss verschiedener Parameter auf die Antennenleistung zu untersuchen, was einen detaillierteren Optimierungsprozess ermöglicht.Um die Empfindlichkeit von W1 auf Antennenleistungen und Resonanzfrequenzen zu untersuchen, sind die Änderung der Rückflussdämpfung und Resonanzen in Abb. 6a dargestellt.Wie vorhergesagt, bewegt sich mit dem Inkrement von W1 die erste Resonanz zu einem höheren Band hin, während sich die zweite und dritte Resonanz nach unten verschieben und die vierte Resonanz unverändert bleibt.Das Diagramm zeigt, dass die zweite und dritte Resonanz mit zunehmendem W1 abnehmen.Dies wird auch durch den mathematischen Ausdruck von LP2 begründet, der in Gl.(20).Abbildung 6b zeigt die Auswirkung der Änderung von L1 auf die Resonanzen und Antennenleistungen.Es ist ersichtlich, dass die Länge L1 einen minimalen Einfluss auf die erste Resonanz (f1) und vierte Resonanz (f4) hat, während sie die zweite (f2) und dritte (f3) Resonanz beeinflusst.Sowohl die zweite als auch die dritte Resonanzfrequenz nehmen tendenziell ab, wenn L1 von 18,5 auf 21,5 mm erhöht wird.Dies kann eine Möglichkeit sein, ein Sperrband bei etwa 8,22 GHz zu erzeugen.Die Gleichung für den ersten Strompfad, LP1, führt uns zu dem Effekt der Änderung von L6, was durch die in Fig. 6c dargestellte parametrische Studie bestätigt wird.Wenn sich der Wert von L6 von 13 auf 17 mm ändert, nimmt die erste Resonanzfrequenz von 3,66 auf 3,14 GHz ab.Die Entwicklung von L6 hat auch einige zusätzliche Auswirkungen auf die zweite und dritte Resonanz sowie das Sperrband bei etwa 8,37 GHz.Die aktuelle Stromlinienlänge der vierten Resonanz, LP4, zeigte eine starke Abhängigkeit von Lf1 bzw. H, dargestellt in Abb. 6d, e, wobei alle anderen Parameter unverändert blieben.Die vierte Resonanzfrequenz ändert sich von 10,31 auf 9,76 GHz, wenn der Wert von Lf1 von 5,5 auf 7,5 mm ansteigt.Andererseits nimmt der vierte Resonanzpunkt von 10,31 auf 9,47 GHz ab, wenn sich der Wert von H von 5 auf 7 mm ändert.Die Änderung von Lf1 und H wirkt sich jedoch auf andere Resonanzen und Stoppbänder aus.Zusätzlich zu den obigen Parametern beeinflußt der Kopplungsabstand zwischen der Speiseleitung und den koplanaren Grundebenen, d, dramatisch die beiden Betriebsbänder, insbesondere auf die dritte und vierte Resonanz.Die Wirkung von d auf die Rückflussdämpfung und Resonanzen ist in Abb. 6f dargestellt.Die graphische Darstellung zeigt, dass die dritte und vierte Resonanzfrequenz stark ansteigen, wenn der Wert von d von 0,5 auf 1,5 mm steigt.Auch der erste und der zweite Resonanzpunkt steigen mit d leicht an.Darüber hinaus wird die Bandbreite des Sperrbands bei etwa 8,49 GHz mit abnehmendem Kopplungsabstand zwischen dem Strahler und der koplanaren Masseebene erhöht.(a) Auswirkung von W1 auf Rückflussdämpfungen und Resonanzfrequenzen, (b) Auswirkung von L1 auf Rückflussdämpfungen und Resonanzfrequenzen, (c) Auswirkung von L6 auf Rückflussdämpfungen und Resonanzfrequenzen, (d) Auswirkung von Lf1 auf Rückflussdämpfungen und Resonanzfrequenzen Frequenzen, (e) Wirkung von H auf Rückflussdämpfungen und Resonanzfrequenzen und (f) Wirkung von d auf Rückflussdämpfungen und Resonanzfrequenzen.Die erwartete Antenne wurde zur experimentellen Überprüfung hergestellt, und ihre Leistung wird mit dem Netzwerkanalysator N5227A von Keysight Technologies gemessen.Die hergestellte Antenne ist in Fig. 7a dargestellt, und ihre simulierten, gemessenen und Schaltungsmodell-Rückflussdämpfungskurven sind in Fig. 7b gezeigt.Es wurde eine gute Übereinstimmung zwischen den Ergebnissen beobachtet.Für RL ≥ − 10 dB zeigten die Messergebnisse, dass die erwartete Antenne duale Arbeitsbänder mit einer Bandbreite von 5,05 GHz (3,24–8,29 GHz, 87,6 %) und 2,13 GHz (9,12–11,25 GHz, 20,9 %) erzeugt.Die geringfügige Meinungsverschiedenheit kann auf die Prototyping- und Messbeschränkungen zurückgeführt werden.(a) Prototyp der entworfenen Antenne, (b) Vergleich der Rückflussdämpfung gegenüber der Frequenz.Die Strahlungseigenschaften der Antenne wurden im Nahfeld-Antennenmesssystem StarLab der MVG gemessen.Abbildung 8a zeigt den Gewinn der erwarteten Antenne.Das Diagramm zeigt, dass im ersten und zweiten Band die durchschnittlich gemessenen Verstärkungen 2,98 dBi und 4,37 dBi betragen, mit den Maximalwerten von 4,33 dBi und 4,8 dBi.Die Strahlungseffizienz der untersuchten Antenne ist in Abb. 8b dargestellt.Es wurde eine gute Übereinstimmung zwischen dem simulierten und dem gemessenen Wirkungsgrad beobachtet.Der Plot zeigt, dass die Antenne einen durchschnittlichen Wirkungsgrad von 72,4 % und 68,4 % im unteren und oberen Band erreichte.Die maximale Effizienz bei niedrigeren und höheren Bändern beträgt 86,6 % bzw. 72,6 %.(a) Gewinn und (b) Effizienz der vorgestellten Antenne.Die gemessenen E(yz)- und H(xz)-Feldmuster der erwarteten Antenne bei vier Resonanzfrequenzen von 3,375 GHz, 5,90 GHz, 7,98 GHz und 10,1 GHz sind in 9 dargestellt. Es kann beobachtet werden, dass die erwartete Antenne a zeigt nahezu omnidirektionales Strahlungsmuster.Trotz einer asymmetrischen Struktur weist die Antenne symmetrische Strahlungsmuster über die zwei Bänder ohne hintere Keulen auf.Der Hauptvorteil der symmetrischen Strahlungsmuster der Antenne besteht darin, dass die höchste Leistung in Richtung der Breitseite fokussiert wird, die von Frequenzänderungen unbeeinflusst bleibt.Daher weist die Antenne sowohl in der E- als auch in der H-Ebene eine breite Halbwertsstrahlbreite auf.Bei der niedrigen Frequenz von 3,375 GHz ist der Kreuzpolarisationspegel des H-Ebenen-Musters signifikanter, was auf die Degeneration der kleinen Antennen zurückzuführen sein kann35,36,37.Es wurden auch einige Nullen beobachtet, insbesondere in der E-Ebene, hauptsächlich aufgrund der Bewegung der Strommoden höherer Ordnung.Trotz dieser Nullen sind die Strahlungsmuster der untersuchten Antenne immer noch symmetrisch, was eine Hauptvoraussetzung für WiMAX-, WLAN-, UWB- usw. Anwendungen ist.Gemessenes Strahlungsmuster bei (a) 3,375 GHz, (b) 5,90 GHz, (c) 7,98 GHz und (d) 10,1 GHz.Da eine UWB-Antenne schmale Pulse direkt sendet, ist es wichtig, ihr Zeitbereichsverhalten zu untersuchen.Die einfachste Methode zum Testen des Zeitbereichsverhaltens besteht darin, den Wiedergabetreuefaktor (FF) zu ermitteln.Der FF misst die Ähnlichkeitsgrade zwischen den gesendeten und empfangenen Signalen.Der FF kann mit38 berechnet werdenwobei Tx(t) und Rx(t) jeweils die gesendeten und empfangenen Signale sind.Ein Paar Sende- und Empfangsantennen wird in einem Abstand von 240 mm positioniert, um den FF unter Verwendung des CST-Simulators zu berechnen.Für die Übertragung wird ein Gauß-Impuls ausgewählt, der die gesamte UWB-Spektralmaske abdeckt.Eine Anzahl virtueller Sonden werden alle 10° von 0° bis 90° positioniert.Abbildung 10a zeigt die normalisierten gesendeten und empfangenen Impulse.Es zeigt sich, dass der FF in Face-to-Face-Position zu etwa 89,6 % liegt, was bei Side-by-Side-Platzierung einen Wert von 85,5 % hat.Diese höheren Werte des FF zeigen an, dass die konstruierte Antenne das Eingangssignal ohne jegliche Verzerrung empfangen kann.Die Gruppenverzögerung, die die Streuung des übertragenen elektromagnetischen Signals quantifiziert, ist als negative Ableitung der Phase von der Frequenz definiert38.Im Gegensatz zum Schmalband-Pendant kann die Gruppenlaufzeit einer Ultrabreitband-Antenne erheblich variieren.Für eine verzerrungsfreie Übertragung sollte die Gruppenlaufzeit im Arbeitsband klein oder flach sein.Die Gruppenlaufzeit wird gemessen, indem zwei identische Antennen angeregt werden, die im Fernfeldbereich gehalten werden, wobei ein Abstand von 240 mm zwischen ihnen eingehalten wird.Die Gruppenlaufzeit der untersuchten Antenne im 3–12-GHz-Band ist in Abb. 10b dargestellt.Aus dem Diagramm ist ersichtlich, dass die Gruppenverzögerung mit Ausnahme des Sperrbands von 8,3–9,11 GHz über die beiden Betriebsbänder nahezu flach ist.Die durchschnittlich gemessene Gruppenverzögerung bei Face-to-Face-Ausrichtung beträgt 1,02 ns und 0,92 ns im ersten und zweiten Band.Die gemessenen Gruppenverzögerungen des ersten und zweiten Bandes betragen 1,26 ns und 1,07 ns in einer Seite-an-Seite-Ausrichtung.Diese geringfügigen Schwankungen gewährleisten die Phasenlinearität des übertragenen Signals.Abbildung 10c zeigt die simulierte und gemessene Übertragungsfunktion für ein Antennenpaar in gegenüberliegender und nebeneinander angeordneter Anordnung.Relativ flache Werte der Übertragungsfunktion wurden in den Funktionsbändern mit geringen Variationen im Stoppband gesehen.Die gemessene und simulierte Phasenverteilung der Übertragungsfunktion für beide Platzierungen, gezeigt in Fig. 10d, ist außer am Sperrband linear.Das glatte Simulationsergebnis ist auf den verzerrungsfreien Simulationsaufbau zurückzuführen.(a) gesendetes und empfangenes Signal, (b) Gruppenverzögerung, (c) Übertragungsfunktion (S21) und (d) Phase von S21.Ein Vergleich der vorgestellten Antenne mit kürzlich vorgeschlagenen Dual-/Multiband-Antennen ist in Tabelle 2 zusammengefasst. Da die untersuchte Antenne kleiner als bestehende Antennen ist und in zwei verschiedenen Frequenzbändern betrieben werden kann, ist sie ideal für den Einsatz in S-, C -, WiMAX, WLAN, 4G LTE, 5G Sub-6 GHz, UWB und X-Kommunikationsbänder.Obwohl die Arbeitsbänder und die Bandbreite einiger Antennen höher sind als die der vorgeschlagenen Antenne, bietet das untersuchte Design die Vorteile einer kompakten Grundfläche, einer kleineren physischen Abmessung und einer einfachen kommerziellen Produktion für kleinvolumige Multiband-Antennenanwendungen.Gegenwärtig erfordern viele tragbare Kommunikationsgeräte eine Antenne, die klein, planar und über mehrere Bänder betreibbar ist, um eine gute Anzahl von Kommunikationsdiensten abzudecken.Dieses Papier schlägt eine Dualband-CPW-gespeiste Antenne mit zwei asymmetrisch strahlenden koplanaren Masseebenen vor.Das Einbeziehen eines umgekehrt L-förmigen parasitären Schlitzes hilft der entworfenen Antenne, zwei unterschiedliche Betriebsbänder zu erzeugen.Die hergestellte Antenne zeigt zwei Betriebsbänder von 3,24–8,29 GHz (5,05 GHz) und 9,12–11,25 GHz (2,13 GHz).Die Antenne erzielte den höchsten Gewinn von 4,33 dBi und 4,8 dBi und den höchsten Wirkungsgrad von 86,6 % und 72,6 % in den beiden Arbeitsbändern.Die Antenne zeigt auch stabile Strahlungsmuster und hervorragende Zeitbereichseigenschaften in den beiden Betriebsbändern, wodurch sie für tragbare Kommunikationsgeräte geeignet ist.Der Hauptvorteil der untersuchten Antenne besteht darin, dass sie verschiedene Servicebänder abdeckt, einschließlich S-, C-, WiMAX-, WLAN-, UWB- und X-Band-Kommunikationssysteme, mit einer sehr kompakten Größe (24,5 × 20 mm2) und einem uniplanaren Profil.Mohamadzade, B., Simorangkir, RBVB, Hashmi, R. 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